車載音頻放大器通常使用升壓轉(zhuǎn)換器來生成 18 V～28 V（或更高）的電池輸出電壓。在這些 100W 及 100W 以上的高功耗應(yīng)用中，需要大升壓電感、多個(gè)級別的輸出電容器、并行 MOSFET 及二極管。將功率級分成多個(gè)并行相位減少了許多功率組件的應(yīng)力，加速了對負(fù)載變化（如那些重低音音符）的響應(yīng)，并提高了系統(tǒng)效率。
找到一款能夠用于 2 相升壓轉(zhuǎn)換器的脈寬調(diào)制控制器 (PWM) 相對較容易。大多數(shù)雙通道交錯(cuò)式離線控制器或推挽式控制器均可以被于直接異相地驅(qū)動(dòng)兩個(gè)升壓MOSFET。但是，在 4 相解決方案中，控制器的選擇范圍更加有限。幸運(yùn)的是，可以輕松地對一些多相降壓控制器進(jìn)行改裝，以在 4 相升壓轉(zhuǎn)換器中使用。
圖 1 顯示了一款使用了 TI 的 TPS40090 多相降壓控制器的 4 相、300W 升壓電源，該轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)旨在處理一般會(huì)出現(xiàn)在音頻應(yīng)用中的 500W 峰值突發(fā)。通常，在多相降壓結(jié)構(gòu)中，該控制器通過感知輸出電感中的平均電流來平衡每一相位的電力。相反，在一個(gè)多相升壓結(jié)構(gòu)中，對電流的感知是在安裝于每一個(gè) FET 源極上的電阻器中進(jìn)行的。
通過在每一個(gè) FET 中平衡峰值電流，多相控制器在所有升壓相位中均勻地分配電力。來自控制器的柵極驅(qū)動(dòng)信號為邏輯電平，因此每一個(gè)相位都要求具有一個(gè)MOSFET 驅(qū)動(dòng)器。本設(shè)計(jì)中，可以使用一個(gè)雙通道 MOSFET 驅(qū)動(dòng)器（例如：UCC27324）來減少組件的數(shù)量。
通過對每一個(gè)相位施加一個(gè)流限，多相控制器則可以保護(hù)控制器免于受到過載條件的損害。音頻應(yīng)用具有比平均輸出功率要高很多的短暫的峰值功率需求。必須將流限設(shè)置得足夠高，以滿足這些峰值功率要求。
外部欠壓鎖定 (UVLO) 電路還提供了另一層級的保護(hù)，其可防止系統(tǒng)在低電池電壓狀態(tài)下運(yùn)行。當(dāng)電池電壓下降時(shí)，升壓電源將試圖提供盡量多的輸入電流，這樣會(huì)導(dǎo)致電池電量耗盡時(shí)電池電壓的急劇下降。
這種情況會(huì)使電池受到損壞，最壞的情況甚至?xí)闺姵貓?bào)廢。簡單且低成本的 UVLO 電路由一個(gè)參考電路、一個(gè)雙通道比較器和數(shù)個(gè)電阻器（未顯示在圖中）組成。
四個(gè)相位均以 500 kHz 進(jìn)行切換，并且分別為 90 度同步。圖 2 顯示了所有四個(gè)相位的漏－源電壓波形。來自每一個(gè)相位的紋波電流在輸入端和輸出端進(jìn)行求和，同時(shí)它們在輸入端和輸出端部分地互相抵消。這就同時(shí)減少了輸入和輸出電容器的 ac 紋波電流。另外，綜合紋波電流為 2 MHz 時(shí)，相位頻率則是單個(gè)的四倍。
由于降低的紋波電流以及更高的頻率，與單相解決方案相比，輸入和輸出電容量在多相解決方案中要小得多。更高效的開關(guān)頻率還允許轉(zhuǎn)換器更為快速地對負(fù)載電流的變化做出響應(yīng)。
所有單個(gè)相位的功率級都是由一個(gè)電感、MOSFET、肖特基二極管和電流感應(yīng)電阻組成。例如，L2、Q2、R8 和 D3 的一個(gè)引腳構(gòu)成一個(gè)相位。與單相解決方案相比，其功耗更低，分布區(qū)域更廣，從而簡化了散熱管理。
減少的電流和額定功率提供了一個(gè)更寬的現(xiàn)貨供應(yīng)電感、FET 和二極管選擇范圍。驅(qū)動(dòng) 300-W 負(fù)載的情況下，這種 4 相設(shè)計(jì)擁有 94% 的效率，從而產(chǎn)生低于 20W 的損耗。
高效率使得這種設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了小外形尺寸封裝。對于較輕負(fù)載功率要求而言，這種設(shè)計(jì)可以被縮減至 2 相。如果是那樣的話，推挽式或交錯(cuò)式正向 PWM 控制器都可以被用來代替 TPS40090。
對于一些高功率負(fù)載而言，可以增加功率組件來應(yīng)對增長的電流和功耗。在確定恰當(dāng)?shù)某叽绾螅? 個(gè)相位應(yīng)該足以支持任何高功耗的音頻應(yīng)用。
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